开关电源内部的多样化损耗剖析

为了提升开关电源的效率，我们必须对其内部的各种损耗进行分辨和粗略估算。这些损耗主要可归为四大类：开关损耗、导通损耗、附加损耗以及电阻损耗。值得注意的是，这些损耗往往会在有损元器件中同时出现。接下来，我们将逐一探讨这些损耗的成因及特点。

与功率开关密切相关的损耗

功率开关是开关电源内部的主要损耗源之一。其损耗可大致划分为两部分：导通损耗和开关损耗。导通损耗发生在功率器件开通且驱动和开关波形稳定后，即功率开关处于导通状态时；而开关损耗则出现在功率开关被驱动，进入新的工作状态，驱动和开关波形处于过渡过程中。这些阶段的特征和相应波形如图所示。

导通损耗的测量

导通损耗可以通过测量开关两端电压和电流波形来获得。这些波形通常近似为线性，而导通期间的功率损耗则可用公式()来表示。控制导通损耗的典型策略是尽量减小功率开关在导通状态下的电压降。为实现这一目标，设计者需确保开关在饱和状态下工作。这可以通过基极或栅极过电流驱动来实现，从而确保集电极或漏极电流由外部元器件而非功率开关本身进行控制，满足式(2a)和式(2b)所示的条件。电源开关在转换过程中的开关损耗问题相对复杂，它不仅受到开关本身特性的影响，还与相关元器件的配合密切相关。为了观察与损耗相关的波形，我们通常需要使用电压探头将示波器连接至漏源极（或集射极）端，同时，交流电流探头则用于测量漏极（或集电极）电流。在测量每一开关瞬间的损耗时，必须确保使用带屏蔽的短引线探头，以避免非屏蔽导线引入的外部电源噪声干扰波形的真实显示。一旦我们获得了清晰的波形，就可以通过简单的三角形和矩形分段求和的方法，粗略估算出这两条曲线所围成的面积，从而得出相应的损耗值。例如，对于图所示的开通损耗，我们可以利用式(3)来进行计算。这个结果仅展示了功率开关在开通期间的损耗，若要获得开关期间的总损耗，还需将关断和导通损耗考虑在内。

接下来，我们探讨与输出整流器相关的损耗在典型的非同步整流器开关电源中，输出整流器的损耗占总损耗的40％至65％，因此深入理解这一部分内容至关重要。图2展示了与输出整流器相关的波形，通过观察这些波形，我们可以更全面地了解整流器的损耗情况。整流器的损耗同样可以细分为开通损耗、导通损耗和关断损耗三个部分。导通损耗，即在整流器导通且电流电压波形稳定时所产生的损耗，可以通过选择具有最低正向压降的整流管来抑制。尽管PN二极管的正向V-I特性较为平坦，但其电压降相对较高（7～V）；而肖特基二极管则具有较低的转折电压（3～6V），但其电压-电流特性不够陡峭，意味着随着电流的增加，其正向电压的上升速度比PN二极管更快。通过将波形中的过渡过程转化为矩形和三角形面积，并利用相关公式，我们可以计算出这种导通损耗。

然而，分析输出整流器的开关损耗则更为复杂。在开通期间，整流管的正向恢复特性决定了过渡过程。正向恢复时间tfrr，即二极管两端加上正向电压至开始流过正向电流的时间，对于PN型快恢复二极管而言，通常在5～5ns范围内。肖特基二极管由于其较高的结电容，有时会表现出更长的正向恢复时间。尽管这个损耗相对较小，但它可能引发电源内部的其他问题。在正向恢复期间，由于电感和变压器负载阻抗较小，而功率开关或整流器仍处于关断状态，这导致储存的能量产生振荡，直至整流器开始流过正向电流并钳位功率信号。

同样地，关断瞬间的反向恢复特性也起着关键作用。当反向电压施加在二极管上时，PN二极管的反向恢复特性受到结内载流子的影响。这些受限迁移率的载流子需要从原来进入结内的反方向移出，从而形成流过二极管的反向电流。这种反向电流通过变压器反映到一次侧功率开关上，增加了功率管的损耗。此外，高电压肖特基整流器也会出现类似的反向恢复特性，这并非由载流子引起，而是由于这类肖特基二极管具有较高的结电容所致。

与滤波电容相关的损耗

输入和输出滤波电容虽然并非开关电源的主要损耗来源，但它们对电源的整体性能和寿命具有显著影响。选择不当的输入电容会导致电源无法实现其应有的高效率。每个电容器都存在与其电容值相串联的小电阻和电感，这些寄生元件——等效串联电阻(ESR)和等效串联电感(ESL)，会阻碍外部信号作用于内部电容。因此，尽管电容器在直流条件下性能最佳，但在电源的开关频率下，其性能会受到显著影响。

输入和输出电容作为功率开关或输出整流器产生的高频电流的唯一通路（或储存场所），通过观察这些电流波形，我们可以合理推算出流过电容ESR的电流。这种电流不可避免地会在电容内部产生热量，从而影响产品的使用寿命。设计滤波电容时，主要任务是确保电容内部的发热量控制在合理范围内，以保证产品的长期稳定性。式(4)提供了计算电容ESR所导致功率损耗的公式。不但电容模型中的电阻部分会引发问题，若并联电容器引出线不对称，还会因引线电感导致电容内部发热不均，进而缩短寿命。此外，还存在其他附加损耗，它们与运行功率电路所需的功能器件相关，如控制IC电路和反馈电路。尽管这些损耗通常较小，但进行分析以寻求改进总是有益的。

启动电路是一个关键方面。

它负责从输入电压获取直流电流，为控制IC和驱动电路提供启动能量。若启动后未能及时切断电流，将持续产生高达3W的损耗，损耗量级与输入电压相关。

另一个重要方面是功率开关驱动电路。

对于双极型功率晶体管，基极驱动电流必须足够大以支持晶体管集电极峰值电流。然而，基射极间的压降可能导致不必要的损耗，除非基极电流精确控制。相比之下，功率MOSFET的驱动效率更高，但其栅极驱动也存在损耗，主要源于开通和关断时的电容充电与放电。其栅极驱动损耗可由特定公式进行计算。针对栅极驱动损耗，除了挑选Ciss和Crss值较低的MOSFET以试图轻微降低最大栅极驱动电压外，目前尚无太多有效手段。

接下来，我们探讨与磁性元件相关的损耗

这部分内容对一般设计工程师而言颇具挑战性，因为磁性元件的术语相对专业。不过，磁心生产厂家通常会以图表形式呈现这些损耗，为设计师提供了极大的便利。这里所列出的损耗，有助于我们更深入地理解其特性。

与变压器和电感紧密相关的损耗主要包括磁滞损耗、涡流损耗和电阻损耗。在设计及构造这些元件时，我们可以采取措施来对这些损耗进行控制。例如，磁滞损耗就与绕组的匝数及驱动方式紧密相关，它反映了每个工作周期中B-H曲线内扫过的面积，而这个面积正是磁场力作功的度量，磁场力在不断改变磁心内磁畴的排列，扫过的面积越大，磁滞损耗也就越高。这种损耗可以用特定的公式来进行计算。损耗与工作频率和最大工作磁通密度的平方成正比，这一点从公式中可以明显看出。尽管这种损耗通常不如功率开关和整流器内部的损耗严重，但若处理不当，它仍可能成为一个不可忽视的问题。在00kHz的频率下，Bmax应被设置为材料饱和磁通密度Bsat的50％。当频率提升至kHz时，这一数值应降低至25％，而在MHz时，则应进一步降至0％。这些设定是基于铁磁材料在开关电源（如3C8等）中的应用特性而得出的。

此外，涡流损耗虽然相对较小，但会随着工作频率的增加而迅速上升，如式（7）所示。涡流是在强磁场中磁心内部大范围内感应的环流现象。通常，设计者在减少这种损耗方面缺乏有效手段。另一方面，电阻损耗主要源于变压器或电感内部绕组的电阻。这种损耗包括两种形式：直流电阻损耗和集肤效应电阻损耗。前者取决于绕组导线的电阻与流过电流有效值的平方之积，而后者则是由导线内强交流电磁场所引发的集肤效应所致，它导致导线中心的电流被推向导线表面，从而增加了导线的实际电阻。电流在更小的截面中流动，使得导线的有效直径显得更小。式（8）提供了一个将这些损耗纳入一个表达式的计算方法。漏感，以串联于绕组的小电感形式存在，会导致部分磁通不与磁心直接交链，而是泄露到周围的空气和材料中。这种特性独立于与之相关的变压器或电感，因此绕组的反射阻抗不会影响漏感的性能。然而，漏感会带来问题，因为它并未将功率有效传递到负载，而是在周围元件中产生了振荡能量。在变压器和电感的设计中，控制绕组的漏感大小至关重要，尽管每个绕组的漏感值可能有所不同，但可以通过设计达到某个额定值。

为了减少绕组漏感，可以采取一些通用策略，例如增加绕组长度、缩短与磁心的距离、采用紧耦合技术，以及保持相近的匝比（如接近：）。对于DC-DC变换器中常用的E-E型磁心，预计的漏感值通常为绕组电感的3％至5％。在离线式变换器中，一次绕组的漏感可能高达绕组电感的2％，特别是在需要满足严格安全规程的情况下。此外，用于绝缘绕组的胶带虽然会使绕组变短并远离磁心和其他绕组，但也可能增加漏感。

值得注意的是，漏感引起的附加损耗在某些情况下可以被有效利用。例如，在直流磁铁的应用中，沿磁心的磁路需要设置一个气隙。在铁氧体磁心中，这个气隙通常位于磁心的中部，使得磁通从一端流向另一端。尽管气隙的存在会导致临近线圈或金属部件内产生涡流流动，从而增加损耗，但这种损耗有时可以被巧妙地利用。

开关电源内的寄生参数概述

寄生参数是电路内部实际元件所表现出的不可预料的电气特性。这些特性通常会储存能量并对自身元件产生反作用，导致噪声和损耗的产生。对于设计者而言，识别、量化、减小或合理利用这些反作用是一个巨大的挑战。特别是在交流情况下，这些寄生特性表现得更为明显。开关电源内部存在两个主要的交流节点：一是功率开关的集电极或漏极；二是输出整流器的阳极。设计者在这些节点上需要特别

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