MOS管，即金属-氧化物-半导体型场效应管，是一种绝缘栅型器件。其结构构造包括在一块低掺杂浓度的P型半导体硅衬底上，通过半导体光刻和扩散工艺，形成两个高掺杂浓度的N+区，并引出金属铝电极作为漏极D和源极S。接着，在漏极和源极之间的P型半导体表面覆盖一层薄薄的二氧化硅绝缘层膜，再在其上制作铝电极作为栅极G。这样，就构成了一个N沟道增强型MOS管，其栅极与其他电极间保持绝缘。图1-1展示了其结构图和代表符号。

类似地，在一块低掺杂浓度的N型半导体硅衬底上，通过相同的工艺制作两个高掺杂浓度的P+区，并经过栅极制作过程，即可制得P沟道增强型MOS管。图1-2显示了其结构图和代表符号。图1-1-A与图1-1-B展示了两种不同类型的MOS管结构。其中，图1-1-A展示的是N沟道增强型MOS管的结构，而图1-1-B则描绘了P沟道增强型MOS管的结构。这两种类型的MOS管在半导体工艺和电学特性上有所不同，但它们的基本构造和工作原理是相似的。图1-2-A与图1-2-B展示了MOS管的工作原理。而图1-3则详细描绘了N沟道MOS管的工作原理图，通过它，我们可以更深入地理解MOS管是如何通过控制栅极电压来调节源漏电流的。图1-3-A展示了N沟道MOS管的工作原理图。在这个图中，我们可以清晰地看到MOS管的结构，包括源极、漏极和栅极，以及它们之间的电压关系。通过这个图表，我们可以更深入地理解MOS管的工作机制，即如何通过调节栅极电压来控制源漏电流的大小。从图1-3-A中我们可以观察到，增强型MOS管的漏极D和源极S之间形成了两个背靠背的PN结。当栅-源电压VGS保持为0时，即便加上漏-源电压VDS，也总会有一个PN结处于反偏状态，从而使得漏-源极间无法形成导电沟道（即无电流流过），因此此时漏极电流ID为0。然而，若在栅-源极间施加正向电压，如图1-3-B所示，即VGS＞0，那么在栅极和硅衬底之间的SiO2绝缘层中便会产生一个由栅极指向P型硅衬底的电场。由于氧化物层具有绝缘性，因此栅极所加电压VGS无法形成电流，而是在氧化物层的两侧形成了一个电容。这个电容随着VGS的逐渐升高而充电，并建立起一个电场。随着电场的增强，受栅极正电压吸引，大量电子在电容的另一侧聚集，从而形成了一个从漏极到源极的N型导电沟道。当VGS超过管子的开启电压VT（通常约为2V）时，N沟道管便开始导通，产生漏极电流ID。我们称开始形成沟道时的栅-源极电压为开启电压，通常以VT表示。通过改变栅极电压VGS的大小，我们可以调控电场的强弱，进而控制漏极电流ID的大小。这正是MOS管以电场控制电流的重要特性，因此它也被称作场效应管。

此外，从MOS管的工作原理中我们还可以得出其特性。由于MOS管的栅极G和源极S之间存在SiO2绝缘层，这使得它们之间等效为一个电容。当栅极电压VGS产生电场时，便会引发源极-漏极电流的产生。此时，栅极电压VGS的大小决定了漏极电流的大小，从而实现了对漏极电流ID的有效控制。这一特性使得MOS管成为一种电压控制器件，并且其输入特性呈现容性，具有极高的输入阻抗。

在符号规则方面，N沟道MOS管的符号如图1-4-A所示，其中D代表漏极，S代表源极，G代表栅极，而中间的箭头则表示衬底。若箭头向里，则表示该MOS管为N沟道；若箭头向外，则表示为P沟道。在实际MOS管生产过程中，衬底通常在出厂前已与源极相连。因此，在符号规则中，表示衬底的箭头也必须与源极相连，以区分漏极和源极。图1-5-A展示了P沟道MOS管的符号。

MOS管的应用电压极性与普通晶体三极管相似。对于N沟道MOS管，其工作原理类似于NPN晶体三极管，即漏极D接正极，源极S接负极。当栅极G施加正电压时，导电沟道得以建立，N沟道MOS管便开始工作，如图1-4-B所示。而对于P沟道MOS管，其工作原理则类似于PNP晶体三极管，漏极D接负极，源极S接正极。当栅极G施加负电压时，导电沟道形成，P沟道MOS管开始工作，如图1-5-B所示。

图1-5-B展示了P沟道MOS管的电压极性及衬底连接，同时与晶体三极管进行了对比。虽然MOS管与晶体三极管在结构上有所不同，但它们在电路中的引脚功能却有着相似之处。为了更清晰地对比，我们绘制了图1-6-A和图1-6-B，分别展示了N沟道MOS管与NPN型晶体三极管的引脚对应关系，以及P沟道MOS管与PNP型晶体三极管的引脚对应图。通过这些图表，我们可以更深入地理解这两种器件在电路中的应用和相互关系。图1-6-A和图1-6-B展示了N沟道MOS管与NPN型晶体三极管的引脚对应关系，以及P沟道MOS管与PNP型晶体三极管的引脚对应图。这两种器件在电路中的应用和相互关系，通过这些图表可以更深入地理解。接下来，我们将探讨场效应管与普通晶体三极管相比所具备的优点。场效应管是一种电压控制电流器件，其电流ID由VGS控制，而普通晶体三极管则是电流控制电流器件，集电极电流IC受基极电流IB控制。此外，场效应管的放大系数（跨导gm）表示栅极电压变化一伏时漏极电流的变化量，而晶体三极管的电流放大系数（贝塔β）则反映基极电流变化一毫安时集电极电流的变化。

在特性上，场效应管的栅极与其他电极绝缘，不产生电流，这使得其输入电阻远高于普通晶体三极管。同时，场效应管仅有多数载流子参与导电，而三极管则涉及多数和少数两种载流子，后者受温度和辐射等因素影响较大，导致场效应管在温度稳定性方面表现更佳。

另外，场效应管还具有灵活的源极和漏极互换性。在未与衬底连通的源极条件下，源极和漏极可以互换使用且特性变化不大。相比之下，三极管的集电极与发射极互换时，其特性差异显著，b值会大幅减小。

此外，场效应管的噪声系数较低，非常适合用于低噪声放大电路的输入级及要求信噪比较高的电路中。尽管场效应管和普通晶体三极管都可以组成各种放大电路和开关电路，但场效应管凭借其制造工艺的简单性和卓越特性，正在逐步取代普通晶体三极管，特别是在大规模和超大规模集成电路中，场效应管的应用已经非常广泛。由于场效应管的栅源之间被二氧化硅（SiO2）绝缘层隔开，使得栅源之间的直流电阻主要就是SiO2绝缘电阻，通常约为MΩ，而交流输入阻抗则主要由输入电容的容抗决定。这种高输入阻抗的特性使得场效应管对激励信号几乎不会产生压降，只需很小的电压就能驱动其工作，因此驱动功率非常低（灵敏度高）。相比之下，普通的晶体三极管需要基极电压Vb产生基极电流Ib，才能进一步驱动集电极电流，这需要一定的驱动功率（Vb×Ib）。

此外，场效应管的开关速度也远快于晶体三极管。这主要是因为场效应管的输入容性特性，虽然会在一定程度上减慢开关速度，但在实际应用中，通过降低驱动电路内阻和采用特殊的“灌流电路”驱动方式，可以显著加快容性充放电的速度，从而提高开关速度。与此同时，场效应管仅依靠多数载流子导电，不存在少子储存效应，这使得其关断过程非常迅速，开关时间在10—ns之间，工作频率可达kHz以上。而普通晶体三极管由于少数载流子的存储效应，开关总是存在滞后现象，影响了开关速度的提升。

另外，场效应管还具有出色的温度稳定性和噪声性能。其制造工艺的简单性和卓越特性使得场效应管在电路中的应用越来越广泛，特别是在大规模和超大规模集成电路中，场效应管已经成为了主导器件。由于普通的功率晶体三极管具有正的温度～电流特性，即当温度上升时，集电极电流也会随之上升，这种上升的电流又会导致温度进一步升高，从而形成一种恶性循环。同时，晶体三极管的耐压VCEO会随着管温度的升高而逐渐下降，这进一步加剧了管温的上升和耐压的下降，最终可能导致晶体三极管的击穿。这种现象在电视机开关电源管和行输出管中尤为常见，占据了高达95%的损坏率，被称为二次击穿现象。

相比之下，MOS管则具有相反的温度～电流特性。当管温度或环境温度上升时，其沟道电流IDS会呈现下降趋势。例如，一只IDS为10A的MOSFET开关管，在VGS控制电压保持不变的情况下，当温度从25℃上升到℃时，IDS会从3A降低到2A。这种负温度电流特性使得MOS管不会产生恶性循环和热击穿，因此也被称为无二次击穿现象。采用MOS管作为开关管，可以显著降低其损坏率。事实上，近两年电视机开关电源中采用MOS管替代普通晶体三极管后，开关管的损坏率已经大大降低，这恰恰证明了MOS管的优越性。

此外，MOS管在导通后，其导通特性呈现纯阻性，这也是其广泛应用于电路中的一大优势。普通晶体三极管在饱和导通时，其特性类似于一个阻值极小的电阻，但值得注意的是，这是一个非线性的电阻。这意味着在晶体三极管中，电压和电流的关系并不严格遵循欧姆定律。然而，当MOS管作为开关管使用时，其在饱和导通后的等效电阻极小，且呈现线性特性。这里的电阻值、电压降和电流之间严格遵循欧姆定律，即电流增大时压降也相应增大，反之亦然。这种线性特性使得MOS管在并联应用时具有自动电流平衡的功能。因此，在功率需求较高的情况下，可以通过并联多个MOS管来满足需求，而无需额外的平衡措施。此外，MOS管相较于普通的晶体三极管还具有其他显著的优势。例如，其输入端的容性特性使得驱动电路更为简单高效。尽管在大功率应用时，MOS管的输入端等效为一个电容，可能导致开关过程的滞后，但这并不会影响其在开关电源等领域的广泛应用。随着制造工艺的进步和VDS值的不断提高，MOS管有望进一步取代传统的晶体三极管。图2-1展示了输入端电压波形发生畸变的情况，这通常会导致开关管无法正常工作，甚至可能损坏。为了解决这一问题，我们需要确保激励信号能够提供足够的电流，以使等效电容能够迅速充电和放电。这样，MOS开关管就能迅速地开启和关闭，从而保证其正常工作。然而，由于激励信号本身具有一定的内阻，其提供的激励电流是有限的。为了解决这一问题，我们可以在MOS管的输入部分增加一个“灌流电路”，以减小内阻并增加激励电流，如图2-2所示。这样，我们就能有效地解决输入端电压波形畸变的问题，确保MOS开关管的正常工作。在图2-2中，我们为作为开关应用的MOS管Q3的栅极S和激励信号之间增设了QQ2两只晶体三极管。这两只管子以串联方式连接，其中Q1为NPN型，Q2为PNP型，且它们的基极相连（实质上构成了一个PNP、NPN互补的射极跟随器）。在方波激励信号的控制下，这两只管子将轮流导通，从而等效为两个开关。

当激励方波信号的正半周出现时，NPN型的晶体三极管Q1将导通，而PNP型的Q2则截止。此时，VCC通过Q1对MOS开关管Q3的栅极进行充电。由于Q1处于饱和导通状态，VCC可等效为直接施加在MOS管Q3的栅极上，因此瞬间充电电流极大，且充电时间极短，确保了MOS开关管Q3能迅速开启，如图2-2-A所示。

当激励方波信号的负半周到来时，NPN型的Q1将截止，而PNP型的Q2则导通。此时，MOS开关管Q3栅极所充的电荷会通过Q2迅速放电。同样，由于Q2也处于饱和导通状态，放电时间非常短暂，从而保证了MOS开关管Q3能迅速关闭，如图2-2-B所示。由于MOS管在制造过程中，其栅极S引线的电流容量存在限制，因此在Q1饱和导通时，VCC对MOS管栅极S的瞬时充电电流可能非常大，这有可能损坏MOS管的输入端。为了确保MOS管的安全，必须在具体电路中采取措施来限制瞬时充电电流。一种常见的方法是在栅极充电电路中串接一个适当的充电限流电阻R，如图2-3-A所示。限流电阻R的阻值选择需综合考虑MOS管的输入电容、激励脉冲的频率以及供电电路的VCC电压（通常为12V）。一般来说，阻值范围在数十毫欧到一百欧姆之间。图2-3-A展示了在栅极充电电路中串接限流电阻R的常见方法。通过选择合适的限流电阻阻值，可以有效限制瞬时充电电流，确保MOS管的安全。在选取阻值时，需综合考虑MOS管的输入电容、激励脉冲的频率以及供电电路的VCC电压。通常，阻值范围设定在数十毫欧至一百欧姆之间，以确保电路的稳定性和安全性。由于充电限流电阻的加入，在激励方波的负半周，当Q2导通时，放电速度会受到限制。这是由于充电时电流由VCC产生，而放电时电流则由栅极所充的电压VGS产生，由于VGS远小于VCC，因此限流电阻R会显著降低放电速率，进而影响MOS管的开关特性。为了在放电时不影响MOS管的迅速放电能力，可以在充电限流电阻R上并联一个二极管D，形成放电通路，如图2-3-B所示。该二极管在放电时导通，而在充电时则反偏截止。这样一来，既确保了MOS管在充电时的安全，又保证了其“开”与“关”的快速响应。

此外，灌流电路还有另一种形式，常用于功率较小的开关电源中的MOS管，其电路方式如图2-4-A所示。

图2-4-B展示了另一种灌流电路的形式，其中D为充电二极管，Q为放电三极管（PNP类型）。其工作原理如下：在激励方波的正半周，D二极管导通，对MOS管的输入端等效电容进行充电（此时Q三极管截止）；而在激励方波的负半周，D二极管截止，Q三极管导通，使得MOS管栅极S所充的电荷通过Q三极管放电，从而完成MOS管的“开”与“关”动作，如图2-4-B所示。该电路的特点是直接由激励信号“灌流”，且要求激励信号源具有较低的内阻。此类电路常用于功率较小的开关电源中。

此外，MOS管在开关应用中必须设置泄放电阻。这是因为在MOS管开关状态转换时，其栅极等效电容会反复充电和放电。若在电源关闭时直接切断电源，由于电荷无法释放，MOS管的栅极电场将长时间存在，可能导致开机瞬间产生巨大的漏极电流ID，从而损坏MOS管。为了避免这种情况，通常在MOS管的栅极对源极并接一只泄放电阻R1。关机后，栅极存储的电荷可以通过R1迅速释放，从而保护MOS管不受损坏。泄放电阻的阻值选择至关重要，一般应在5K至数十K欧姆之间，以确保电荷能够迅速且有效地释放。图2-5-A展示了MOS管在开关应用中的另一种保护措施，即通过在栅极与源极之间并接泄放电阻R1来保护MOS管。这种措施在关机后能够迅速释放栅极上存储的电荷，从而避免因电荷无法释放而导致的MOS管损坏。泄放电阻的阻值选择至关重要，一般应在5K至数十K欧姆之间，以确保电荷能够高效且安全地释放。灌流电路的设计初衷，主要是为了应对MOS管在开关应用中因其容性输入特性可能导致的“开”、“关”动作滞后问题。然而，当MOS管被用于其他目的，例如线性放大等非开关功能时，灌流电路则显得不那么必要。在深入探讨了大功率MOS管及其开关电路的实例后，我们可以进一步分析采用MOS管开关电源的电路。接下来，我们将以等离子V2屏开关电源为例，详细剖析其PFC部分激励电路的工作原理。图3-1展示了V2屏开关电源的PFC电源部分电原理图，而图3-2则为其等效电路框图，通过这两张图表，我们可以深入理解其工作机制。图3-1展示了V2屏开关电源的PFC电源部分电原理图。通过这张图表，我们可以详细了解其电路的构成和工作原理。接下来，我们将进一步探讨其等效电路框图，以更全面地理解其工作机制。图3-2展示了三星V2屏等离子开关电源的PFC激励部分。该部分包含并联开关电源，其中L1作为储能电感，D10为整流二极管，而Q1和Q2则是开关管。为了确保PFC开关电源具备足够的功率输出，采用了双MOS管Q1和Q2的并联配置。此外，图3-2还呈现了该并联开关电源的等效电路图，明确显示了其位于整流桥堆和滤波电容C5之间的位置。

在激励方面，Q3和Q4作为灌流激励管，接受基极输入的开关激励信号，并由VCC-S-R提供5V的VCC供电。每个开关管Q1和Q2的栅极都配备了专门的充电限流电阻和放电二极管。例如，R16为Q2在激烈信号正半周时的栅极等效电容充电提供限流，而D7则负责负半周时的放电。类似地，R14和D6分别为Q1提供相应的充电和放电功能。R17和R18则作为Q1和Q2的关机栅极电荷泄放电阻，确保电源能够安全关闭。另外，D9用于分流开机瞬间的浪涌电流，保护电源免受损坏。

对于三星V4屏开关电源的PFC激励部分，其电路原理与V2屏相似（如图3-3所示）。然而，每只大功率MOS开关管的栅极泄放电阻上都增加了过压保护二极管，以进一步提升电路的稳定性和安全性。这些改进包括ZD20ZD以及ZD20ZD等过压保护元件的引入。海信液晶开关电源PFC部分激励电路详解如图3-4所示，海信液晶电视32寸至46寸机型均采用此款开关电源。该电源巧妙地运用了复合集成电路SMA—E，实现PFC与PWM的共用。同样，其PFC开关电源部分也采用并联设计，以提升功率输出。图中，TE作为储能电感，DE为整流管，而QE和QE则是并联的大功率MOS开关管。此外，集成电路的PFCOUTPUT端子负责激励输出，而RE00RE00RE0VE00DE00RE0DE则共同构成QE和QE的灌流电路，确保电源稳定工作。灌流电路的等效电路如图3-5所示，从图中可以清晰地看到该电路的工作原理及各个元件的功能。当集成电路的激励输出端（PFCOUTPUT端子）输出方波的正半周时，DE导通，使得MOS开关管QE和QE的栅极通过RE和RE进行充电。而在激励端为负半周时，DE截止，此时PNP型晶体三极管VE因负半周信号而导通，导致QE和QE的栅极电荷通过VE放电，从而完成MOS管的“开”、“关”周期。从图3-5的分析中可以看出，RE作为充电限流电阻，在放电时由于VE的导通建立了放电回路，而DE则加速了VE的导通，使开关管能更迅速地关闭。

此外，图3-4还展示了PFC开关电源及PWM开关电源的电原理图。该电路中的集成电路MSA-E将PFC和PWM的激励控制复合在一块芯片上。图3-6为原理框图，其中QE及TE分别为PWM开关电源的开关管和开关变压器，而RE和DE则分别负责QE的充电限流和放电功能。图3-5所示为灌流电路的等效电路，通过该图可以深入了解电路的工作原理及各元件的具体作用。在集成电路的激励输出端（PFCOUTPUT端子）输出方波的正半周时，DE导通，使得MOS开关管QE和QE的栅极通过RE和RE进行充电。当激励端处于负半周时，DE则截止，此时PNP型晶体三极管VE因负半周信号而导通，导致QE和QE的栅极电荷通过VE放电，从而完成MOS管的开关周期。从图中还可以看出，RE作为充电限流电阻在放电时发挥了重要作用，而DE则进一步加速了VE的导通，使开关管能更迅速地关闭。此外，图3-4还展示了PFC开关电源及PWM开关电源的电原理图，以及集成电路MSA-E如何将PFC和PWM的激励控制复合在一块芯片上。图3-6则为原理框图，其中QE及TE分别代表PWM开关电源的开关管和开关变压器，而RE和DE则分别负责QE的充电限流和放电功能。MOS管的防静电保护MOS管，作为绝缘栅场效应管，其栅极设计无直流通路，且输入阻抗极高。这种特性使得其极易在保管和应用过程中因静电荷聚集而遭受损坏。特别是在早期生产的MOS管中，由于缺乏防静电措施，因此需要格外小心。对于功率较小的MOS管，其输入电容较小，接触到静电时产生的电压可能过高，从而引发静电击穿。然而，近期的大功率增强型MOS管在这方面有了显著的改进。它们拥有较大的输入电容，这意味着在接触到静电时，会经过一个充电过程，从而降低了产生的电压，减少了击穿的风险。此外，现代大功率MOS管还内置了保护稳压管DZ（如图4-1所示），该稳压管能够有效地将静电电压钳制在保护稳压二极管的稳压值以下，从而保护了栅极和源极的绝缘层。尽管如此，在操作过程中，我们仍应遵循防静电的操作规程，以确保MOS管的安全使用。图4-1展示了现代大功率MOS管中的保护稳压管DZ。该稳压管能够有效地将静电电压钳制在保护稳压二极管的稳压值以下，从而为栅极和源极的绝缘层提供额外的保护。