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什么是功率半导体
功率半导体是电子装置中电能转换与电路控制的核心，主要用于改变电子装置中电压和频率、直流交流转换等。功率半导体细分为功率器件（分立器件的一支）和功率IC（集成电路的一支）。理想情况下，完美的转化器在打开的时候没有任何电压损失，在开闭转换的时候没有任何的功率损耗，因此功率半导体这个领域的产品和技术创新，其目标都是为了提高能量转化效率。
下图带阴影部分均是功率半导体：
功率分立器件的演进路径基本为二极管→晶闸管→MOSFET→IGBT，其中，IGBT是功率半导体新一代中的典型产品。IGBT(InsulatedGateBipolarTransistor)，绝缘栅双极型晶体管，是由BJT(双极型三极管)和MOSFET(绝缘栅型场效应管)组成的全控-电压驱动的功率半导体，IGBT既有MOSFET的开关速度快、输入阻抗高、控制功率小、驱动电路简单、开关损耗小的优点，又有BJT导通电压低、通态电流大、损耗小的优点，在高压、大电流、高速等方面是其他功率器件不能比拟的，因而是电力电子领域较为理想的开关器件，也被誉为“电力电子器件里的CPU”。
什么是IGBT？IGBT全称为绝缘栅双极型晶体管(InsulatedGateBipolarTransistor)，所以它是一个有MOSGate的BJT晶体管。是MOSFET和BJT的组合体。IGBT(InsulatedGateBipolarTransistor)，绝缘栅双极型晶体管，是由BJT(双极型三极管)和MOS(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件,兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点。GTR饱和压降低，载流密度大，但驱动电流较大；MOSFET驱动功率很小，开关速度快，但导通压降大，载流密度小。IGBT综合了以上两种器件的优点，驱动功率小而饱和压降低。非常适合应用于直流电压为V及以上的变流系统如交流电机、变频器、开关电源、照明电路、牵引传动等领域。IGBT模块是由IGBT（绝缘栅双极型晶体管芯片）与FWD（续流二极管芯片）通过特定的电路桥接封装而成的模块化半导体产品；封装后的IGBT模块直接应用于变频器、UPS不间断电源等设备上；IGBT模块具有节能、安装维修方便、散热稳定等特点；当前市场上销售的多为此类模块化产品，一般所说的IGBT也指IGBT模块；随着节能环保等理念的推进，此类产品在市场上将越来越多见；IGBT是能源变换与传输的核心器件，俗称电力电子装置的“CPU”，作为国家战略性新兴产业，在轨道交通、智能电网、航空航天、电动汽车与新能源装备等领域应用极广。上面是一个N沟道增强型绝缘栅双极晶体管结构，N+区称为源区，附于其上的电极称为源极（即发射极E）。N基极称为漏区。器件的控制区为栅区，附于其上的电极称为栅极（即门极G）。沟道在紧靠栅区边界形成。在C、E两极之间的P型区（包括P+和P-区）（沟道在该区域形成），称为亚沟道区（Subchannelregion）。而在漏区另一侧的P+区称为漏注入区（Draininjector），它是IGBT特有的功能区，与漏区和亚沟道区一起形成PNP双极晶体管，起发射极的作用，向漏极注入空穴，进行导电调制，以降低器件的通态电压。附于漏注入区上的电极称为漏极（即集电极C）。IGBT的开关作用是通过加正向栅极电压形成沟道，给PNP(原来为NPN)晶体管提供基极电流，使IGBT导通。反之，加反向门极电压消除沟道，切断基极电流，使IGBT关断。IGBT的驱动方法和MOSFET基本相同，只需控制输入极N-沟道MOSFET，所以具有高输入阻抗特性。当MOSFET的沟道形成后，从P+基极注入到N-层的空穴（少子），对N-层进行电导调制，减小N-层的电阻，使IGBT在高电压时，也具有低的通态电压。静态特性IGBT的静态特性主要有伏安特性、转移特性。IGBT的伏安特性是指以栅源电压Ugs为参变量时，漏极电流与栅极电压之间的关系曲线。输出漏极电流比受栅源电压Ugs的控制，Ugs越高，Id越大。它与GTR的输出特性相似．也可分为饱和区、放大区2和击穿特性部分。在截止状态下的IGBT，正向电压由J2结承担，反向电压由J结承担。如果无N+缓冲区，则正反向阻断电压可以做到同样水平，加入N+缓冲区后，反向关断电压只能达到几十伏水平，因此限制了IGBT的某些应用范围。IGBT的转移特性是指输出漏极电流Id与栅源电压Ugs之间的关系曲线。它与MOSFET的转移特性相同，当栅源电压小于开启电压Ugs(th)时，IGBT处于关断状态。在IGBT导通后的大部分漏极电流范围内，Id与Ugs呈线性关系。最高栅源电压受最大漏极电流限制，其最佳值一般取为5V左右。动态特性动态特性又称开关特性，IGBT的开关特性分为两大部分：一是开关速度，主要指标是开关过程中各部分时间；另一个是开关过程中的损耗。IGBT的开关特性是指漏极电流与漏源电压之间的关系。IGBT处于导通态时，由于它的PNP晶体管为宽基区晶体管，所以其B值极低。尽管等效电路为达林顿结构，但流过MOSFET的电流成为IGBT总电流的主要部分。此时，通态电压Uds(on)可用下式表示：：Uds(on)=Uj+Udr+IdRoh式中Uj——JI结的正向电压，其值为0.7～V；Udr——扩展电阻Rdr上的压降；Roh——沟道电阻。通态电流Ids可用下式表示：Ids=(+Bpnp)Imos式中Imos——流过MOSFET的电流。由于N+区存在电导调制效应，所以IGBT的通态压降小，耐压V的IGBT通态压降为2～V。IGBT处于断态时，只有很小的泄漏电流存在。IGBT在开通过程中，大部分时间是作为MOSFET来运行的，只是在漏源电压Uds下降过程后期，PNP晶体管由放大区至饱和，又增加了一段延迟时间。td(on)为开通延迟时间，tri为电流上升时间。实际应用中常给出的漏极电流开通时间ton即为td(on)tri之和，漏源电压的下降时间由tfe和tfe2组成。IGBT的触发和关断要求给其栅极和基极之间加上正向电压和负向电压，栅极电压可由不同的驱动电路产生。当选择这些驱动电路时，必须基于以下的参数来进行：器件关断偏置的要求、栅极电荷的要求、耐固性要求和电源的情况。因为IGBT栅极-发射极阻抗大，故可使用MOSFET驱动技术进行触发，不过由于IGBT的输入电容较MOSFET为大，故IGBT的关断偏压应该比许多MOSFET驱动电路提供的偏压更高。IGBT在关断过程中，漏极电流的波形变为两段。因为MOSFET关断后，PNP晶体管的存储电荷难以迅速消除，造成漏极电流较长的尾部时间，td(off)为关断延迟时间，trv为电压Uds(f)的上升时间。实际应用中常常给出的漏极电流的下降时间Tf由图中的t(f)和t(f2)两段组成，而漏极电流的关断时间t(off)=td(off)+trv十t(f)式中：td(off)与trv之和又称为存储时间。IGBT的开关速度低于MOSFET，但明显高于GTR。IGBT在关断时不需要负栅压来减少关断时间，但关断时间随栅极和发射极并联电阻的增加而增加。IGBT的开启电压约～4V，和MOSFET相当。IGBT导通时的饱和压降比MOSFET低而和GTR接近，饱和压降随栅极电压的增加而降低。IGBT是将强电流、高压应用和快速终端设备用垂直功率MOSFET的自然进化。由于实现一个较高的击穿电压BVDSS需要一个源漏通道，而这个通道却具有很高的电阻率，因而造成功率MOSFET具有RDS(on)数值高的特征，IGBT消除了现有功率MOSFET的这些主要缺点。虽然最新一代功率MOSFET器件大幅度改进了RDS(on)特性，但是在高电平时，功率导通损耗仍然要比IGBT技术高出很多。较低的压降，转换成一个低VCE(sat)的能力，以及IGBT的结构，同一个标准双极器件相比，可支持更高电流密度，并简化IGBT驱动器的原理图。导通IGBT硅片的结构与功率MOSFET的结构十分相似，主要差异是IGBT增加了P+基片和一个N+缓冲层(NPT-非穿通-IGBT技术没有增加这个部分)。如等效电路图所示(图)，其中一个MOSFET驱动两个双极器件。基片的应用在管体的P+和N+区之间创建了一个J结。当正栅偏压使栅极下面反演P基区时，一个N沟道形成，同时出现一个电子流，并完全按照功率MOSFET的方式产生一股电流。如果这个电子流产生的电压在0.7V范围内，那么，J将处于正向偏压，一些空穴注入N-区内，并调整阴阳极之间的电阻率，这种方式降低了功率导通的总损耗，并启动了第二个电荷流。最后的结果是，在半导体层次内临时出现两种不同的电流拓扑：一个电子流(MOSFET电流)；一个空穴电流(双极)。关断当在栅极施加一个负偏压或栅压低于门限值时，沟道被禁止，没有空穴注入N-区内。在任何情况下，如果MOSFET电流在开关阶段迅速下降，集电极电流则逐渐降低，这是因为换向开始后，在N层内还存在少数的载流子(少子)。这种残余电流值(尾流)的降低，完全取决于关断时电荷的密度，而密度又与几种因素有关，如掺杂质的数量和拓扑，层次厚度和温度。少子的衰减使集电极电流具有特征尾流波形，集电极电流引起以下问题：功耗升高；交叉导通问题，特别是在使用续流二极管的设备上，问题更加明显。鉴于尾流与少子的重组有关，尾流的电流值应与芯片的温度、IC和VCE密切相关的空穴移动性有密切的关系。因此，根据所达到的温度，降低这种作用在终端设备设计上的电流的不理想效应是可行的。阻断与闩锁当集电极被施加一个反向电压时，J就会受到反向偏压控制，耗尽层则会向N-区扩展。因过多地降低这个层面的厚度，将无法取得一个有效的阻断能力，所以，这个机制十分重要。另一方面，如果过大地增加这个区域尺寸，就会连续地提高压降。第二点清楚地说明了NPT器件的压降比等效(IC和速度相同)PT器件的压降高的原因。当栅极和发射极短接并在集电极端子施加一个正电压时，P/NJ结受反向电压控制，此时，仍然是由N漂移区中的耗尽层承受外部施加的电压。IGBT在集电极与发射极之间有一个寄生PNPN晶闸管（如图所示）。在特殊条件下，这种寄生器件会导通。这种现象会使集电极与发射极之间的电流量增加，对等效MOSFET的控制能力降低，通常还会引起器件击穿问题。晶闸管导通现象被称为IGBT闩锁，具体地说，这种缺陷的原因互不相同，与器件的状态有密切关系。通常情况下，静态和动态闩锁有如下主要区别：当晶闸管全部导通时，静态闩锁出现，只在关断时才会出现动态闩锁。这一特殊现象严重地限制了安全操作区。为防止寄生NPN和PNP晶体管的有害现象，有必要采取以下措施：防止NPN部分接通，分别改变布局和掺杂级别，降低NPN和PNP晶体管的总电流增益。此外，闩锁电流对PNP和NPN器件的电流增益有一定的影响，因此，它与结温的关系也非常密切；在结温和增益提高的情况下，P基区的电阻率会升高，破坏了整体特性。因此，器件制造商必须注意将集电极最大电流值与闩锁电流之间保持一定的比例，通常比例为：5。MOSFET主要是单一载流子(多子)导电，而BJT是两种载流子导电，所以BJT的驱动电流会比MOSFET大，但是MOSFET的控制级栅极是靠场效应反型来控制的，没有额外的控制端功率损耗。所以IGBT就是利用了MOSFET和BJT的优点组合起来的，兼有MOSFET的栅极电压控制晶体管(高输入阻抗)，又利用了BJT的双载流子达到大电流(低导通压降)的目的(Voltage-ControlledBipolarDevice)。从而达到驱动功率小、饱和压降低的完美要求，广泛应用于V以上的变流系统如交流电机、变频器、开关电源、照明电路、牵引传动等领域。传统的功率MOSFET为了等一下便于理解IGBT，我还是先讲下PowerMOSFET的结构。所谓功率MOS就是要承受大功率，换言之也就是高电压、大电流。我们结合一般的低压MOSFET来讲解如何改变结构实现高压、大电流。 )高电压：一般的MOSFET如果Drain的高电压，很容易导致器件击穿，而一般击穿通道就是器件的另外三端(S/G/B)，所以要解决高压问题必须堵死这三端。Gate端只能靠场氧垫在Gate下面隔离与漏的距离(Field-Plate)，而Bulk端的PN结击穿只能靠降低PN结两边的浓度，而最讨厌的是到Source端，它则需要一个长长的漂移区来作为漏极串联电阻分压，使得电压都降在漂移区上就可以了。2)大电流：一般的MOSFET的沟道长度有PolyCD决定，而功率MOSFET的沟道是靠两次扩散的结深差来控制，所以只要process稳定就可以做的很小，而且不受光刻精度的限制。而器件的电流取决于W/L，所以如果要获得大电流，只需要提高W就可以了。所以上面的PowerMOSFET也叫作LDMOS(LateralDoublediffusionMOS)。虽然这样的器件能够实现大功率要求，可是它依然有它固有的缺点，由于它的源、栅、漏三端都在表面，所以漏极与源极需要拉的很长，太浪费芯片面积。而且由于器件在表面则器件与器件之间如果要并联则复杂性增加而且需要隔离。所以后来发展了VDMOS(VerticalDMOS)，把漏极统一放到Wafer背面去了，这样漏极和源极的漂移区长度完全可以通过背面减薄来控制，而且这样的结构更利于管子之间的并联结构实现大功率化。但是在BCD的工艺中还是的利用LDMOS结构，为了与CMOS兼容。再给大家讲一下VDMOS的发展及演变吧，最早的VDMOS就是直接把LDMOS的Drain放到了背面通过背面减薄、Implant、金属蒸发制作出来的(如下图)，他就是传说中的PlanarVDMOS，它和传统的LDMOS比挑战在于背面工艺。但是它的好处是正面的工艺与传统CMOS工艺兼容，所以它还是有生命力的。但是这种结构的缺点在于它沟道是横在表面的，面积利用率还是不够高。再后来为了克服PlanarDMOS带来的缺点，所以发展了VMOS和UMOS结构。他们的做法是在Wafer表面挖一个槽，把管子的沟道从原来的Planar变成了沿着槽壁的vertical，果然是个聪明的想法。但是一个馅饼总是会搭配一个陷阱(IC制造总是在不断trade-off)，这样的结构天生的缺点是槽太深容易电场集中而导致击穿，而且工艺难度和成本都很高，且槽的底部必须绝对rouding，否则很容易击穿或者产生应力的晶格缺陷。但是它的优点是晶饱数量比原来多很多，所以可以实现更多的晶体管并联，比较适合低电压大电流的application。 还有一个经典的东西叫做CoolMOS，大家自己google学习吧。他应该算是PowerMOS撑电压最高的了，可以到V。IGBT的结构和原理上面介绍了PowerMOSFET，而IGBT其实本质上还是一个场效应晶体管，从结构上看和PowerMOSFET非常接近，就在背面的漏电极增加了一个P+层，我们称之为InjectionLayer(名字的由来等下说).。在上面介绍的PowerMOSFET其实根本上来讲它还是传统的MOSFET，它依然是单一载流子(多子)导电，所以我们还没有发挥出它的极致性能。所以后来发展出一个新的结构，我们如何能够在PowerMOSFET导通的时候除了MOSFET自己的电子我还能从漏端注入空穴不就可以了吗？所以自然的就在漏端引入了一个P+的injectionlayer(这就是名字的由来)，而从结构上漏端就多了一个P+/N-drift的PN结，不过他是正偏的，所以它不影响导通反而增加了空穴注入效应，所以它的特性就类似BJT了有两种载流子参与导电。所以原来的source就变成了Emitter，而Drain就变成了Collector了。 从上面结构以及右边的等效电路图看出，它有两个等效的BJT背靠背链接起来的，它其实就是PNPN的Thyristor(晶闸管)，这个东西不是我们刻意做的，而是结构生成的。我在5个月前有篇文章讲Latch-up( 一般情况下，NPT-IGBT比PT-IGBT的Vce(sat)高，主要因为NPT是正温度系数(P+衬底较薄空穴注入较少)，而PT是负温度系数(由于P衬底较厚所以空穴注入较多而导致的三极管基区调制效应明显)，而Vce(sat)决定了开关损耗(switchloss)，所以如果需要同样的Vce(sat)，则NPT必须要增加drift厚度，所以Ron就增大了。IGBT的制造工艺：IGBT的制程正面和标准BCD的LDMOS没差，只是背面比较难搞：)背面减薄：一般要求6~8mil，这个厚度很难磨了，容易碎片。2)背面注入：都磨到6~8mil了，还要打HighcurrentP+implantE4的dose，很容易碎片的，必须有专门的设备dedicate。甚至第四代有两次Hi-current注入，更是挑战极限了。)背面清洗：这个一般的SEZ就可以。4)背面金属化：这个只能用金属蒸发工艺，Ti/Ni/Ag标准工艺。5)背面Alloy：主要考虑wafer太薄了，容易翘曲碎片。IGBT的新技术：)场截止FS-IGBT：不管PT还是NPT结构都不能最终满足无限highpower的要求，要做到highpower，就必须要降低Vce(sat)，也就是降低Ron。所以必须要降低N-drift厚度，可是这个N-drift厚度又受到截止状态的电场约束(太薄了容易channel穿通)。所以如果要向降低drift厚度，必须要让截止电场到沟道前提前降下来。所以需要在P+injectionlayer与N-drift之间引入一个N+场截止层(FieldStop,FS)，当IGBT处于关闭状态，电场在截止层内迅速降低到0，达到终止的目的，所以我们就可以进一步降低N-drift厚度达到降低Ron和Vce了。而且这个结构和N+buffer结构非常类似，所以它也有PT-IGBT的效果抑制关闭状态下的tailing电流提高关闭速度。 问题来了，这和PT-IGBT的N+buffer差在哪里？其实之制作工艺不一样。PT-IGBT是用两层EPI做出来的，它是在P+衬底上长第一层~0um的N+buffer，然后再长第二层~00um的N-Drift。这个cost很高啊！而相比之下的FS-IGBT呢，是在NPT-IGBT的基础上直接背面打入高浓度的N+截止层就好了，成本比较低，但是挑战是更薄的厚度下如何实现不碎片。2)阳极短接(SA:Shorted-Anode)：它的结构是N+集电极间歇插入P+集电极，这样N+集电极直接接触场截止层并用作PN二极管的阴极，而P+还继续做它的FS-IGBT的集电极，它具有增强的电流特性且改变了成本结构，因为不需要共封装反并联二极管了。实验证明，它可以提高饱和电流，降低饱和压降(~2%)。 IGBT的主要I-V特性：IGBT你既可以把它当做一个MOSFET与PiN二极管串联，也可以当做是一个宽基区的PNP被MOSFET驱动(Darlington结构)，前者可以用来理解它的特性，后者才是他的原理。它看起来就是一个MOSFET的I-V曲线往后挪了一段(0.7V)，因为沟道开启产生电流必须满足漂移区电流与漂移区电阻乘积超过0.7V，才能使得P+衬底与N-drift的PN结正向导通，这样才可以work，否则沟道开启也不能work的。下面是各代IGBT的特点：)第一代：他就是IGBT的雏形，最简单的原理结构图那种，所以他必须要提高N-drift来提高耐压，所以导通电阻和关断功耗都比较高，所以没有普及使用。2)第二代：PT-IGBT，由于耗尽层不能穿透N+缓冲层，所以基区电场加强呈梯形分布，所以可以减小芯片厚度从而减小功耗。这主要是西门子公司~年的产品BSM50GB20DN("DN"就是第一代的意思)。它主要在V上有优势(类似GTR特性)，到V的时候遇到外延厚度大成本高、且可靠性低的问题(掺杂浓度以及厚度的均匀性差)。)第三代：NPT-IGBT，不再采用外延技术，而是采用离子注入的技术来生成P+集电极(透明集电极技术)，可以精准的控制结深而控制发射效率尽可能低，增快载流子抽取速度来降低关断损耗，可以保持基区原有的载流子寿命而不会影响稳态功耗，同时具有正温度系数特点，所以技术比较成熟在稳态损耗和关断损耗间取得了很好的折中，所以被广泛采用。代表公司依然是西门子公司率先采用FZ(区熔法)代替外延的批量产品，代表产品BSMGB20DN2，VCEV,Vce(sat)=2.V。4)第四代：Trench-IGBT，最大的改进是采用Trench结构，是的沟道从表面跑到了垂直面上，所以基区的PIN效应增强，栅极附近载流子浓度增大，从而提高了电导调制效应减小了导通电阻，同时由于沟道不在表面，所以消除了JFET效应，所以栅极密度增加不受限制，而且在第四代IGBT继续沿用了第三代的集电极P+implant技术同时加入了第二代的PT技术作为场终止层，有效特高耐压能力等。需要使用双注入技术，难度较大。这个时候是英飞凌的时代了，Infineon的减薄技术世界第一，它的厚度在V的时候可以降低到20um~40um(NPT-IGBT需要um)，甚至在V可以降低到70um。5)第五代：FS-IGBT和第六代的FS-Trench，第五、第六代产品是在IGBT经历了上述四次技术改进实践后对各种技术措施的重新组合。第五代IGBT是第四代产品“透明集电区技术与电场中止技术的组合。第六代产品是在第五代基础上改进了沟槽栅结构，并以新的面貌出现。6)后起之秀-IGBT66掌门虽然和4掌门之间隔了个5，但6其实是4的优化版本，依然是沟槽栅+场截止。IGBT6目前只在单管中有应用。特征：槽栅+场截止器件结构和IGBT4类似，但是优化了背面P+注入，从而得到了新的折衷曲线。技能：75℃最大工作结温，Rg可控，us短路IGBT6目前发布的有2个系列的产品，S6导通损耗低，Vce(sat).85V;H6开关损耗低，相比于H，开关损耗降低5%。名号：S6,H6IGBT6只有单管封装的产品，例如：IKW5N2BH6，IKW40N20CS6，封装有TO-pin，TO-pluspin，TO-plus4pin。7)万众瞩目-IGBT7IGBT经数代，厚积薄发，年终于迎来了万众瞩目的IGBT7。特征：微沟槽栅+场截止虽然都是沟槽栅，但多了一个微字，整个结构就大不一样了。IGBT7沟道密度更高，元胞间距也经过精心设计，并且优化了寄生电容参数，从而实现5kv/us下的最佳开关性能。技能：75℃过载结温，dv/dt可控IGBT7Vce(sat)相比IGBT4降低20%，可实现最高75℃的暂态工作结温。名号：T7，E7代表产品有：FP25R2WT7。T7专为电机驱动器优化，可以实现5kv/us下最佳性能。E7应用更广泛，电动商用车主驱，光伏逆变器等。一张表看懂IGBT的前世今生IGBT重要的动态参数重要的动态参数包括：栅极电阻（内部+外部）、栅极电容、寄生电容、充电电荷、开关时间等，其中，开关时间是开关特性的表征。栅极电阻包含外部栅极电阻RGext和内部栅极电阻RGint，其中RGext的大小设置一般给工程师发挥，请看示意图：门极总栅极电阻RGtot包含内部栅极电阻RGint和外部栅极电阻RGext，即RGtot=RGint+RGext于是有，IGBT理论驱动峰值电流：RGint：大电流IGBT内部会集成一些芯片，每个芯片都有单独的栅极电阻，RGint是这些栅极电阻并联之后的值。集成内部栅极电阻的作用是为了实现模块内部IGBT芯片的均流，该思路在做单管并联方案的时候也很好用。RGext：由工程师设置，包含Rgon（开通电阻）和Rgoff（关断电阻），一般在设计时通过不同的充放电回路来设置不同的Rgon和Rgoff；栅极电阻对IGBT的开关性能影响较大，在调整该值时，除了理论计算外，工程师会结合双脉冲试验的测试数据来验证并调整，以达到较好的开关效果。最小的Rgon（开通电阻）由开通的di/dt限制；最小的Rgoff（关断电阻）由关断dv/dt限制，过小的栅极电阻可能会导致震荡甚至造成IGBT或二极管的损坏。栅极电阻的大小影响开关速度，即后边介绍的开通关断时间，进而影响IGBT的开关损耗，datasheet上驱动电阻对开关损耗的影响如下：可见，开通损耗受栅极电阻的影响要更大。同理，反向恢复损耗受开通电阻的影响也可以在规格书中查到。寄生电容IGBT的寄生电容影响动态性能，它是芯片内部结构的固有特性，把它搞清楚，更能理解IGBT开关过程中栅极驱动电压的变化过程：简化示意图才好理解：先命名：反馈电容又称米勒电容：输入电容：输出电容：输入电容Cies和米勒电容Cres对栅极的驱动特性影响较大，其中，米勒电容还是驱动电压Vge米勒平台的始作俑者，如下图红框所示。此外，因为米勒电容的存在，IGBT的驱动电路往往需要设置米勒嵌位，防止因米勒电容动态过程造成的上下管直通。输出电容Coss则限制开关过程中的dv/dt，其造成的损耗一般可忽略。规格书中，上述寄生电容示例如下：米勒钳位：在下图所示的IGBT半桥中，当上半桥IGBT_H导通时,下半桥IGBT_L的集电极-发射极之间电压VCE_L迅速上升,下半桥IGBT_L的集电极-门极之间的米勒电容会产生一个瞬间电流icg=CcgxdVcg/dt，电流给下桥IGBT门极充电，抬升门极电压，可能造成误导通，因此，需要嵌位电路把该电压嵌下去，防止误导通。一般车规级驱动IC均有该功能。栅极电荷开通时，门极电压抬升至目标值所需要的充电电荷，关断则反向理解。平均栅极驱动功率可通过栅极电荷QG、驱动电压和开关频率计算获取：实际设计中的栅极电荷可不一定是规格书给的值，依赖于栅极电压的摆动幅度，为了让我们获取这个实际栅极电荷，规格书很贴心的给出了栅极电荷与栅极电压之间的曲线作为参考：栅极电压选定了，电荷就有了，再加上开关频率，去算这个平均栅极驱动功率就很简单了对不对？开关参数开通延时时间tdon：开通时，栅极电压的0%开始到集电极电流上升至开通值的0%为止的时间；电流上升时间tr：开通时，集电极电流上升至0%到集电极电流上升至最终值的90%为止的时间；关断延时时间tdoff：关断时，栅极电压下降至其开通值的90%开始到集电极电流下降到开通值的90%为止的时间定义为关断延迟时间；电流下降时间tf：关断时，集电极电流从开通值的90%下降到0%之间的时间；Eon：开通损耗；Eoff：关断损耗；下边这张图，一目了然：单个脉冲的开关损耗可由下边公式算出，在双脉冲试验中，部分有积分功能的示波器可以测得单个脉冲的开关损耗。规格书上给的开关损耗仅供参考，实际应用中的开关损耗强烈依赖应用条件，例如栅极电阻、驱动电路、芯片结温、母线电压及集电极电流等。因此，工程师一般会通过实际测试获取应用中的开关损耗，不知道测试方法的同学往前翻一翻双脉冲测试方法。另外，上边几个时间参数可用来计算参考死区时间，常用的半桥拓扑电路，为了防止切换时上下桥直通，一般会设置合适的死区时间，计算公式参考：此公式没有把tr和tf考虑进去的原因是一般它俩相对于tdon和tdon小很多，实际计算以实际测试的时间参数为准。第三代半导体IGBT技术突破传统的SiIGBT最高电压据说只能达到8.4KV，接近Si器件的极限，但在高压和大电流的应用中依旧能够采用器件串并联，或者多电平的拓扑来弥补电压上限。但是，频率和工作温度却限制了高压大功率领域中SiIGBT的发展，同时减少器件数量，简化系统结构也是发展趋势，需要器件新的突破。而第三代宽禁带半导体SiC的出现，其在高压、高温、高功率的领域表现出更强的竞争力。(此类领域其实并不太