、整流电路

在SPWM变频器中，桥式全波整流电路是常用的。对于中、小容量的变频器，通常采用不可控的整流二极管或二极管模块作为整流器件，如图-32(a)所示。经过三相全波整流后，得到的电压波形如图-32(b)所示，它呈现出6个波头，因此也被称为6波头整流。在整流电路中，整流管的损坏判断至关重要。为了准确判断，我们需要牢记整流前后各端子的符号。以VD为例，从图-32(a)中可以看出，VD位于R端和P端之间。在正常情况下，当使用万用表进行测量时，若将黑表笔（代表电源正端）接至R端，红表笔（代表电源负端）接至P端，VD应该呈现导通状态；反之，则应该呈现不导通状态。具体的测量方法可以参照图-32(b)来进行。

2滤波与均压电路

在三相全波整流过程中，由于电压波形脉动较大，因此需要采用滤波电路进行平滑处理。然而，电解电容器的电容量存在离散性，导致并联的电容器组CF和CF2的电容量往往不相等，进而使得它们所承受的电压UC和UC2也不相等，电压较高的电容器组更容易受损。为了解决这一问题，我们需要在CF和CF2旁分别并联一个阻值相等的均压电阻RC和RC2，以确保UC和UC2相等，从而保护电容器组免受损坏。这一均压原理的应用，如图-33所示。当CF的电容量小于CF2时，会导致UC的电压高于UC2。在这种情况下，CF2上的充电电流IR会大于CF上的充电电流IR2。由于充电电流的差异，CF2上的电压UC2会逐渐上升，而CF上的电压UC则会相应下降。这样的动态调整过程会逐渐缩小UC和UC2之间的差异，促使它们趋于平衡。

3、限流电路

在变频器刚接入电源的瞬间，由于滤波电容CF上的直流电压UD初始为0，电源进线会面临类似于短路的情况，导致电源电压瞬间下降，从而产生干扰。同时，整流桥会承受一个巨大的冲击电流iC，流向滤波电容，如图-34(a)所示，这可能会对整流桥造成损害。

为了解决这一问题，我们在整流桥和滤波电容器之间引入了一个限流电阻RL。这样，充电电流iC就被限制在了一个较小的范围内，从而消除了刚接通电源时的冲击，如图-34(b)所示。若限流电阻RL长时间处于电路中，会不可避免地影响直流电压UD和变频器的输出电压水平，同时还会导致电路损耗的增加。因此，一旦UD达到特定阈值，必须通过短路操作来移除RL。这一短路操作通常由晶闸管或接触器等器件完成，在某些容量较小的变频器中，也可能采用继电器的触点来实现，如图-34(b)所示。

4、直流电压指示电路

直流电压指示灯HL并不直接在面板上显示，它通常被安置在主控板上。这一指示灯的主要功能并非指示电源是否已接通，而是在变频器断电后，用于显示滤波电容器CF上的电荷是否已完全释放。

由于滤波电容器CF的容量相当大，并且在切断电源后，逆变电路需要停止工作才能确保安全放电，因此CF并没有配备快速放电的回路，其放电过程可能持续数分钟之久。同时，CF上所储存的电压相当高，若不充分放电，将对维修人员构成安全威胁。因此，在检修变频器时，必须等待直流电压指示灯HL完全熄灭后，才能接触变频器内部的导电部分。由此可见，HL指示灯在保障维修人员的人身安全方面发挥着至关重要的作用。

5、逆变电路

逆变桥电路，如图-36(a)所示，由开关件V～V6组成，其核心功能是将直流电高效转化为频率可调的三相交流电。在当前的中小容量变频器中，IGBT管因其出色的性能而被广泛用作开关器件。

接下来，我们将探讨逆变电路中反向二极管的关键作用。在图-36中，我们可以看到逆变桥电路中，每个逆变管都反并联了一个二极管，这些二极管在电路中扮演着至关重要的角色。它们的主要作用是为电动机绕组的无功电流返回直流电路时提供通路。

当电动机运行时，电流会滞后于电压一个角度φ。在0～t期间，电流与电压方向相反，这表明反电动势正在克服外加电压做功，此时的电流通过反向二极管从电动机流向直流回路。而在t～t2期间，电流与电压同向，说明外加电压正在克服反电动势做功，电流则通过IGBT管从直流回路流向电动机。

此外，当电动机转子的实际转速高于同步转速时，这些反并联二极管还为电动机的再生电能反馈至直流电路提供了通路。在发电机（再生）状态下，电流与电压之间的相位差角超过了π/2，导致通过反向二极管流向直流回路的电流大于通过IGBT管流向电动机的电流。从整体效果上看，电动机此时实际上在“发电”。

同时，这些二极管还为电路的寄生电感在逆变管交替导通过程中释放能量提供了通路。

接下来，我们将探讨逆变管的驱动原理。IGBT作为一种常用的逆变管，其驱动信号的要求是：在从截止状态转为导通状态时，应适当提高栅极电压的上升率，以缩短开通时间；而在从导通状态转为截止状态时，则应适当加入负偏压，以加快关断过程。

驱动电路通常已经模块化，当晶体管V3的基极得到驱动信号时，会引发一系列的电路反应。最终，IGBT的栅极会得到一个正电压，使其导通。同时，IGBT的发射极也经由一系列电路连接到控制电源的“0V”端，从而完成整个驱动过程。当驱动信号被撤消后，晶体管V3将截止，导致管脚⒂与⒁之间的光耦合管也随之截止。此时，AMP的输出为“－”，使得V截止而V2导通。这样，IGBT的栅极G通过管脚(3)、V2、管脚(9)与电源的“0V”相连，同时，其发射极E与电容器C2的正端相连。由于IGBT的G、E间得到了负偏压，IGBT会迅速截止。

接下来，我们将探讨逆变管的缓冲电路。缓冲电路的主要作用是降低IGBT从饱和状态转为截止状态时，C-E间电压的变化率。图-38展示了基本缓冲电路的结构。以VT为例，当VT从饱和转为截止时，C-E间的电压会从接近0V迅速上升至直流电压UD（≈53V），这种过高的电压变化率可能损坏IGBT。

为了减小这种电压变化率，我们引入了电容器C0。由于C0两端的电压不能突变，这有效地减缓了UCE的上升速度。然而，在VT截止期间，C0上的电压会充至53V。当VT再次饱和导通时，这53V的电压将通过C0向VT放电，产生强大的冲击电流，可能损坏IGBT。为了降低这种放电电流的影响，我们在放电回路上串入了电阻R0。但这样又可能会影响到C0减缓电压变化率的效果。因此，我们采用了一个二极管VD0与R0并联的方式。这样，在VT从饱和转为截止时，C0的减缓电压变化率作用不受影响；而在VT从截止转为饱和时，放电电流则被R0有效削弱。

此外，实际的缓冲电路往往在此基础上进行更多的改进和补充，以适应不同的应用需求。

在逆变电路中，输出端绝对不能与电源直接相连，否则会导致严重的后果。举例来说，当电源电压在某一瞬间呈现L为正、L2为负的状态时，若此时V3恰好导通，电流会直接从L经过VD7、V3流向L2，形成短路，从而瞬间损坏V3管。由于V3和V6是交替导通的，且两者之间的切换仅间隔几个微秒，因此V6也会随之损坏。同时，在双极性调制下，V、V3、V5的工作时间间隔同样短暂，而L与L2之间的线电压维持时间长达0ms（在50Hz时为一个完整的周期）。这意味着在转瞬之间，所有的六个逆变管都可能遭受严重损坏。

因此，我们必须确保变频器主电路的输入端和输出端之间的连接是正确的，绝不能接错。此外，还需要注意输出端不能接电容。当逆变电路的输出端接上电容器时，会出现以下情况：一旦与直流电路“＋”端相连的逆变管（如V、V3、V5）开始导通，电容器会额外承受充电电流的冲击；而当与直流电路“－”端相连的逆变管（如V4、V6、V2）导通时，电容器又会遭受放电电流的冲击。由于这些充电和放电电流的峰值可能相当大，因此会对逆变管的使用寿命产生不利影响。在某些情况下，如果电容器的容量过大，甚至可能导致逆变管瞬间损坏。

因此，为确保逆变电路的安全和可靠性，变频器的输出端是严禁接入电容器的。

接下来，我们介绍逆变模块的粗测方法。逆变模块通常包含IGBT管及其反并联二极管。对于IGBT管的粗测，可以依据其工作原理进行。在正常情况下，当电池的“＋”端与发射极(E)相连，而“－”端与控制极(G)相连时，IGBT应处于截止状态，如图-4(a)所示；反之，若将电池的“＋”端接控制极(G)，而“－”端接发射极(E)，则IGBT应转为导通状态，如图-4(b)所示。通过这样的测试，我们可以初步判断IGBT管的工作状态是否正常。若IGBT在测试时呈现出上述的工作规律，那么基本上可以判定该IGBT管是可用的。但在进行测量时需格外小心，由于IGBT管的G、E间采用绝缘栅结构，因此G、E间绝对不能出现开路情况。

接下来，我们进行反向二极管的粗测。这一测试与整流电路的粗测方法相似，首要步骤是熟悉模块各端子的标识，如图-42(a)所示。以VD2为例，其测试方法详见下述说明。

从图-42(a)中我们可以观察到，VD2二极管在端子N和V之间连接，其中N端作为正极，V端作为负极。因此，在正常状态下，使用万用表进行测试时，若将黑表笔（电池正端）接至端子“N”，而红表笔（电池负端）接至端子“V”，则VD2应处于导通状态。反之，若交换两表笔的连接，VD2则应处于截止状态。

6.3主体电路概览

主电路的整体布局如图-43所示。图-43展示了主电路的全貌。从电路的角度分析，整个电路被划分为三个关键部分：首先是输入电路，它负责将电源输入的电压和电流（分别表示为US和IS）传递给变频器；其次，经过整流和滤波后的电路形成直流电路，其电压和电流分别为UD和ID；最后，输出电路将变频器的输出电压UMX和电流IM传输到电动机，值得注意的是，输出电压UMX会根据输出频率fX的变化而调整，而输出电流IM则主要受电动机运行状态的影响。

7.4控制框图解析

在深入了解主电路的各个组成部分后，我们进一步探究控制框图的工作原理。控制框图是整个电路系统的“大脑”，它负责协调各个部分的工作，确保电路能够高效、稳定地运行。通过精细的控制逻辑，控制框图能够实时监测电路的状态，并根据需求进行调整和优化，从而实现对电动机的精准控制。

变频器的控制框图如图-44所示，其中主控电路如同人的大脑，发挥着至关重要的作用。以下是主控电路的主要功能介绍：

()信号接收主控电路能够接受来自键盘或外接输入端子的给定信号和控制信号，同时，它也能从电压、电流采样电路以及其他传感器中获取运行参数。

(2)基本运算根据用户设定的频率给定信号和预置的U/f比，主控电路能够实时计算出SPWM波形各切换点的切换时刻，并进行必要的矢量控制运算或其他运算。

(3)计算结果输出主控电路将SPWM调制信号输出至逆变模块的驱动电路，指导逆变管进行逆变操作。同时，它还负责将需要显示的信息输出给显示器，以及将用户通过功能预置所要求的状态信号输出给外接输出控制端子。

(4)控制与保护功能实施主控电路能够接受来自键盘和外接输入端子的各种控制信号，实施起动、停止、升速、降速、点动等控制操作。此外，它还能接收来自电压、电流采样电路以及其他传感器（如温度传感器）的信号，结合功能中预置的限值进行比较和判断。一旦检测到故障，主控电路会立即封锁逆变管，使变频器停止输出，并向输出控制端输出报警信号和向显示器输出故障原因信号。

8、误区解析——减速器并非可随意舍弃

有人误以为，既然变频技术能实现调速，那笨重的减速器就可以被轻易舍弃。例如，若原先减速器的传动比λ为5，那么去掉它后，只需让电动机运行在0Hz的频率上即可。然而，这种观点并不全面。以图5-5（a）中的实例为例，电动机的额定功率PMN为75kW，额定转速nMN为r/min。而负载侧的数据显示，负载转速nL为r/min，负载转矩TL为N·m。这种情况下，若直接去掉减速器，电动机将无法满足负载侧的转速和转矩需求。因此，减速器在许多应用场景中仍扮演着不可或缺的角色。（）功率角度审视在额定频率下，负载实际消耗的功率为70kW，这小于电动机的额定功率PMN。因此，从功率角度看，电动机在额定频率下运行是没有问题的。然而，当电动机在0Hz频率下运行时，其有效功率将显著减小至5kW，这显然无法满足70kW负载的需求。

（2）转矩角度分析在有减速器的情况下，负载转矩的折算值为46N·m，这小于电动机的额定转矩TMN。因此，电动机能够带动负载正常运行。但当减速器被移除后，电动机将直接驱动负载，而其额定转矩N·m显然无法克服70kW负载所需的转矩TL。这意味着，没有减速器的情况下，电动机无法带动负载，如图5-5（b）所示。7、常见误区——通过提高工作频率来提升生产效率某些工厂误以为，通过增加电动机的工作频率，例如提升至60Hz，可以使电动机的转速提升至r/min，进而带动负载转速增大至r/min，从而实现劳动生产率的提升。然而，这种做法实际上并不可行，如图5-7所示，其效果并不如预期。

（）从功率角度分析当负载转速提升至r/min时，其所需功率将大幅增加至84kW，这远超电动机的额定功率PMN。因此，提速后负载的功率需求将导致电动机过载。

（2）从转矩角度分析当电动机的工作频率提升至60Hz时，其有效转矩将减小至N·m，这不足以驱动负载TL’。可见，提升频率后电动机的转矩不足以带动负载。

此外，电动机的额定转矩与额定转速之间存在反比关系。在额定功率相同的情况下，不同磁极对数的电动机其额定转矩会有所不同。以75kW电动机为例，不同磁极对数对应的额定转矩如表5-所示。因此，仅仅满足功率条件，电动机并不总能驱动负载。例如，某机械原先使用的电动机为75kW，r/min，因操作不便而更换为75kW，r/min的电动机，其上限频率为33Hz。然而，新电动机很快就因过载而冒烟。

查看表5-可知，75kW，r/min电动机的额定转矩为73N·m，而75kW，r/min电动机的额定转矩仅为N·m，仅为前者的66%，导致过载高达50%。因此，用相同容量的4极电动机替代6极电动机是不恰当的。

再如，某排粉机原先使用三相整流子电动机，容量为60/53.3kW，电流为/75A，转速为/r/min，负荷率约为82%。在改造为普通电动机变频调速时，选用的电动机数据为60kW，A，r/min。然而，当转速为r/min时，电动机过载，电流达到36A。

问题的关键在于电动机的额定转矩。原电动机的额定转矩为N·m，而实际的负载转矩为93N·m。改造后的电动机额定转矩为N·m，小于负载转矩。此外，改造后电动机的负荷率达到6%，工作电流偏大是正常现象。

为了解决这个问题，可以改用6极电动机，其额定转矩为N·m，大于负载转矩。同时，原电动机的最高转速为r/min，因此改用6极电动机时的最高工作频率为53.6Hz。在额定频率以上运行时，电动机的有效转矩会减小，因此需要校核电动机在53.6Hz时的有效转矩。计算结果显示，有效转矩为N·m，大于负载转矩，说明该电动机是可用的。在采用变频调速系统替换其他电动机调速系统时，仅仅

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