开关模式电源（SwitchModPowrSupply），又称交换式电源、开关变换器，是一种高频化电能转换装置，是电源供应器的一种。其功能是将一个位准的电压，透过不同形式的架构转换为用户端所需求的电压或电流。开关电源的输入多半是交流电源（例如市电）或是直流电源，而输出多半是需要直流电源的设备，例如个人电脑，而开关电源就进行两者之间电压及电流的转换。

开关损耗包括导通损耗和截止损耗。导通损耗指功率管从截止到导通时,所产生的功率损耗。截止损耗指功率管从导通到截止时,所产生的功率损耗。开关损耗（Switching-Loss）包括开通损耗（Turn-onLoss）和关断损耗(Turn-ofLoss)，常常在硬开关（Hard-Switching）和软开关（Soft-Switching）中讨论。所谓开通损耗（Turn-onLoss），是指非理想的开关管在开通时，开关管的电压不是立即下降到零，而是有一个下降时间，同时它的电流也不是立即上升到负载电流，也有一个上升时间。在这段时间内，开关管的电流和电压有一个交叠区，会产生损耗，这个损耗即为开通损耗。以此类比，可以得出关断损耗产生的原因，这里不再赘述。开关损耗另一个意思是指在开关电源中，对大的MOS管进行开关操作时，需要对寄生电容充放电，这样也会引起损耗。

MOS设计选型的几个基本原则

1电压应力

在电源电路应用中，往往首先考虑漏源电压VDS的选择。在此上的基本原则为MOSFET实际工作环境中的最大峰值漏源极间的电压不大于器件规格书中标称漏源击穿电压的90%。即：

VDS_pak≤90%*V(BR)DSS

注：一般地，V(BR)DSS具有正温度系数。故应取设备最低工作温度条件下之V(BR)DSS值作为参考。

2漏极电流

其次考虑漏极电流的选择。基本原则为MOSFET实际工作环境中的最大周期漏极电流不大于规格书中标称最大漏源电流的90%；漏极脉冲电流峰值不大于规格书中标称漏极脉冲电流峰值的90%即：

ID_max≤90%*ID

ID_puls≤90%*IDP

注：一般地，ID_max及ID_puls具有负温度系数，故应取器件在最大结温条件下之ID_max及ID_puls值作为参考。器件此参数的选择是极为不确定的—主要是受工作环境，散热技术，器件其它参数（如导通电阻，热阻等）等相互制约影响所致。最终的判定依据是结点温度（即如下第六条之“耗散功率约束”）。根据经验，在实际应用中规格书目中之ID会比实际最大工作电流大数倍，这是因为散耗功率及温升之限制约束。在初选计算时期还须根据下面第六条的散耗功率约束不断调整此参数。建议初选于3~5倍左右ID=(3~5)*ID_max。

3驱动要求

MOSFEF的驱动要求由其栅极总充电电量（Qg）参数决定。在满足其它参数要求的情况下，尽量选择Qg小者以便驱动电路的设计。驱动电压选择在保证远离最大栅源电压（VGSS）前提下使Ron尽量小的电压值（一般使用器件规格书中的建议值）

4损耗及散热

小的Ron值有利于减小导通期间损耗，小的Rth值可减小温度差（同样耗散功率条件下），故有利于散热。

5损耗功率初算

MOSFET损耗计算主要包含如下8个部分：

PD=Pon+Poff+Poff_on+Pon_off+Pds+Pgs+Pd_f+Pd_rcovr

详细计算公式应根据具体电路及工作条件而定。例如在同步整流的应用场合，还要考虑体内二极管正向导通期间的损耗和转向截止时的反向恢复损耗。损耗计算可参考下文的“MOS管损耗的8个组成部分”部分。

6耗散功率约束

器件稳态损耗功率PD,max应以器件最大工作结温度限制作为考量依据。如能够预先知道器件工作环境温度，则可以按如下方法估算出最大的耗散功率：

PD,max≤（Tj,max-Tamb）/Rθj-a

其中Rθj-a是器件结点到其工作环境之间的总热阻,包括Rθjuntion-cas,Rθcas-sink,Rθsink-ambianc等。如其间还有绝缘材料还须将其热阻考虑进去。

MOS管损耗的8个组成部分

在器件设计选择过程中需要对MOSFET的工作过程损耗进行先期计算（所谓先期计算是指在没能够测试各工作波形的情况下，利用器件规格书提供的参数及工作电路的计算值和预计波形，套用公式进行理论上的近似计算）。

1导通损耗Pon

导通损耗,指在MOSFET完全开启后负载电流（即漏源电流）IDS(on)(t)在导通电阻RDS(on)上产生之压降造成的损耗。

导通损耗计算：

先通过计算得到IDS(on)(t)函数表达式并算出其有效值IDS(on)rms，再通过如下电阻损耗计算式计算：

Pon=IDS(on)rms2×RDS(on)×K×Don

说明：

计算IDS(on)rms时使用的时期仅是导通时间Ton，而不是整个工作周期Ts；RDS(on)会随IDS(on)(t)值和器件结点温度不同而有所不同，此时的原则是根据规格书查找尽量靠近预计工作条件下的RDS(on)值（即乘以规格书提供的一个温度系数K）。

2截止损耗Poff

截止损耗，指在MOSFET完全截止后在漏源电压VDS(off)应力下产生的漏电流IDSS造成的损耗。

截止损耗计算：

先通过计算得到MOSFET截止时所承受的漏源电压VDS(off)，在查找器件规格书提供之IDSS，再通过如下公式计算：

Poff=VDS(off)×IDSS×（1-Don）

说明：

IDSS会依VDS(off)变化而变化，而规格书提供的此值是在一近似V(BR)DSS条件下的参数。如计算得到的漏源电压VDS(off)很大以至接近V(BR)DSS则可直接引用此值，如很小，则可取零值，即忽略此项。

3开启过程损耗

开启过程损耗，指在MOSFET开启过程中逐渐下降的漏源电压VDS(off_on)(t)与逐渐上升的负载电流（即漏源电流）IDS(off_on)(t)交叉重叠部分造成的损耗。

开启过程损耗计算：

开启过程VDS(off_on)(t)与IDS(off_on)(t)交叉波形如上图所示。首先须计算或预计得到开启时刻前之VDS(off_nd)、开启完成后的IDS(on_bginning)即图示之Ip1，以及VDS(off_on)(t)与IDS(off_on)(t)重叠时间Tx。然后再通过如下公式计算：

Poff_on=fs×∫TxVDS(off_on)(t)×ID(off_on)(t)×dt

实际计算中主要有两种假设—图(A)那种假设认为VDS(off_on)(t)的开始下降与ID(off_on)(t)的逐渐上升同时发生；图(B)那种假设认为VDS(off_on)(t)的下降是从ID(off_on)(t)上升到最大值后才开始。图(C)是FLYBACK架构路中一MOSFET实际测试到的波形，其更接近于(A)类假设。针对这两种假设延伸出两种计算公式：

(A)类假设Poff_on=1/6×VDS(off_nd)×Ip1×tr×fs

(B)类假设Poff_on=1/2×VDS(off_nd)×Ip1×(td(on)+tr)×fs

(B)类假设可作为最恶劣模式的计算值。

说明：

图(C)的实际测试到波形可以看到开启完成后的IDS(on_bginning)Ip1（电源使用中Ip1参数往往是激磁电流的初始值）。叠加的电流波峰确切数值我们难以预计得到，其跟电路架构和器件参数有关。例如FLYBACK中实际电流应是Itotal=Idp1+Ia+Ib(Ia为次级端整流二极管的反向恢复电流感应回初极的电流值--即乘以匝比，Ib为变压器初级侧绕组层间寄生电容在MOSFET开关开通瞬间释放的电流)。这个难以预计的数值也是造成此部分计算误差的主要原因之一。

4关断过程损耗

关断过程损耗。指在MOSFET关断过程中逐渐上升的漏源电压VDS(on_off)(t)与逐渐下降的漏源电流IDS(on_off)(t)的交叉重叠部分造成的损耗。

关断过程损耗计算：

如上图所示，此部分损耗计算原理及方法跟Poff_on类似。首先须计算或预计得到关断完成后之漏源电压VDS(off_bginning)、关断时刻前的负载电流IDS(on_nd)即图示之Ip2以及VDS(on_off)(t)与IDS(on_off)(t)重叠时间Tx。然后再通过如下公式计算：

Poff_on=fs×∫TxVDS(on_off)(t)×IDS(on_off)(t)×dt

实际计算中，针对这两种假设延伸出两个计算公式：

(A)类假设Poff_on=1/6×VDS(off_bginning)×Ip2×tf×fs

(B)类假设Poff_on=1/2×VDS(off_bginning)×Ip2×(td(off)+tf)×fs

(B)类假设可作为最恶劣模式的计算值。

说明：

IDS(on_nd)=Ip2，电源使用中这一参数往往是激磁电流的末端值。因漏感等因素，MOSFET在关断完成后之VDS(off_bginning)往往都有一个很大的电压尖峰Vspik叠加其上，此值可大致按经验估算。

5驱动损耗Pgs

驱动损耗，指栅极接受驱动电源进行驱动造成之损耗

驱动损耗的计算

确定驱动电源电压Vgs后，可通过如下公式进行计算：

Pgs=Vgs×Qg×fs

说明

Qg为总驱动电量，可通过器件规格书查找得到。

6Coss电容的泄放损耗Pds

Coss电容的泄放损耗,指MOS输出电容Coss截止期间储蓄的电场能于导同期间在漏源极上的泄放损耗。

Coss电容的泄放损耗计算

首先须计算或预计得到开启时刻前之VDS，再通过如下公式进行计算：

Pds=1/2×VDS(off_nd)2×Coss×fs

说明

Coss为MOSFET输出电容，一般可等于Cds，此值可通过器件规格书查找得到。

7体内寄生二极管正向导通损耗Pd_f

体内寄生二极管正向导通损耗,指MOS体内寄生二极管在承载正向电流时因正向压降造成的损耗。

体内寄生二极管正向导通损耗计算

在一些利用体内寄生二极管进行载流的应用中（例如同步整流），需要对此部分之损耗进行计算。公式如下：

Pd_f=IF×VDF×tx×fs

其中：IF为二极管承载的电流量，VDF为二极管正向导通压降，tx为一周期内二极管承载电流的时间。

说明

会因器件结温及承载的电流大小不同而不同。可根据实际应用环境在其规格书上查找到尽量接近之数值。

8体内寄生二极管反向恢复损耗Pd_rcovr

体内寄生二极管反向恢复损耗，指MOS体内寄生二极管在承载正向电流后因反向压致使的反向恢复造成的损耗。

体内寄生二极管反向恢复损耗计算

这一损耗原理及计算方法与普通二极管的反向恢复损耗一样。公式如下：

Pd_rcovr=VDR×Qrr×fs

其中：VDR为二极管反向压降，Qrr为二极管反向恢复电量，由器件提供之规格书中查找而得。

减少MOS管损耗的方法

减小开关损耗一方面要尽可能地制造出具有理想开关特性的器件,另一方面利用新的线路技术改变器件开关时期的波形,如:晶体管缓冲电路,谐振电路,和软开关技术等。

(1)晶体管缓冲电路(即加吸收网络技术)

早期电源多采用此线路技术。采用此电路,功率损耗虽有所减小,但仍不是很理想。①减少导通损耗在变压器次级线圈后面加饱和电感,加反向恢复时间快的二极管,利用饱和电感阻碍电流变化的特性,限制电流上升的速率,使电流与电压的波形尽可能小地重叠。②减少截止损耗加R、C吸收网络,推迟变压器反激电压发生时间,最好在电流为0时产生反激电压,此时功率损耗为0。该电路利用电容上电压不能突变的特性,推迟反激电压发生时间。为了增加可靠性,也可在功率管上加R、C。但是此电路有明显缺点:因为电阻的存在,导致吸收网络有损耗。

(2)谐振电路

该电路只改变开关瞬间电流波形,不改变导通时电流波形。只要选择好合适的L、C,结合二极管结电容和变压器漏感,就能保证电压为0时,开关管导通或截止。因此,采用谐振技术可使开关损耗很小。所以,SWITCHTEC电源开关频率可以做到术结构kHz的高频率。

(3)软开关技术

该电路是在全桥逆变电路中加入电容和二极管。二极管在开关管导通时起钳位作用,并构成泻放回路,泻放电流。电容在反激电压作用下,电容被充电,电压不能突然增加,当电压比较大的时侯,电流已经为0。

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